Sezione 8.2: Generazione del segnale dati Su  Capitolo 8: Trasmissione dati in banda base Sezione 8.4: Gestione degli errori di trasmissione 

8.3  Errori nelle trasmissioni numeriche di banda base

figure f5.16a.png
Fin qui abbiamo trascurato di prendere in considerazione gli effetti del rumore additivo presente in ricezione, a cui si è pur accennato al § 8.1.1↑, e che causa la ricezione di un segnale x(t) = r(t) + n(t), e cioè oltre al segnale effettivamente ricevuto r(t), nel ricevitore entra anche un diverso segnale n(t) sommato ad r(t), indicato come disturbo, o rumore (noise [291] [291] Vedi il § 7.4.2.1↑ per analizzare la sua origine.), la cui forma d’onda è una realizzazione di un processo aleatorio stazionario ed ergodico (vedi § 5.3↑), la cui densità di probabilità (o d.d.p.) del primo ordine è la “famosa” gaussiana (vedi § 5.2.4↑), ed il cui spettro di densità di potenza è bianco, ossia costante in frequenza[292]  [292] Le due proprietà non sono necessariamente sempre verificare assieme, nel senso che un processo può essere gaussiano ma non bianco, o bianco ma non gaussiano!. Nel caso in cui siano presenti più cause di disturbo, anche localizzate in punti diversi del collegamento, si fa in modo (vedi pag. 1↑) di ricondurle tutte ad un’unica fonte di rumore (equivalente) in ingresso al decisore. Come appare dalla figura a pag. 1↑, l’effetto del rumore è quello di causare degli errori nelle decisioni sui livelli, e quindi sui simboli e sui bit ricevuti. Intraprendiamo quindi l’analisi per valutare la frequenza di questi errori, ovvero la loro probabilità (vedi cap. 5↑).

8.3.1  Rumore bianco limitato in banda

Come anticipato, il disturbo n(t) è la realizzazione di un processo gaussiano ergodico, a valor medio nullo, e con spettro di densità di potenza bianco o costante
PN(f) = (N0)/(2)
caratterizzato dalla sua varianza σ2N, pari alla potenza[293] [293] Al § 7.4.2.1↑ si illustra come in realtà PN(f) non è costante per qualsiasi valore di f fino ad infinito, ma occupa una banda grandissima ma limitata: altrimenti, avrebbe una potenza infinita. PN di una sua realizzazione qualsiasi (per l’ergodicità): tale processo è anche indicato come Additive White Gaussian Noise o AWGN.
canale AWGN
Allo scopo di limitare PN alla minima possibile, in ingresso al ricevitore è posto un filtro passa-basso ideale[294] [294] Si veda il § 8.7↓ per la scelta di un diverso filtro di ricezione, individuato applicando le condizioni per la minimizzazione della probabilità di errore. con risposta in frequenza HR(f) limitata in una banda ±BN (detta banda di rumore, vedi § 13.1.1↓), tale da lasciar passare le componenti frequenziali
potenza di rumore limitato in banda
del segnale r(t) per intero, e limitare al tempo stesso la banda (e dunque la potenza) di PN(f) al minimo.
Indicando come n(t) la componente di rumore uscente da HR(f), la sua potenza risulta[295] [295] Per i dettagli relativi al filtraggio di processi, ci si può riferire al § 86↑.pari a
PN  =  σ2N =  − ∞PN(f)|HR(f)|2df  =   =  BN  − BN(N0)/(2)df = N0BN
e, in virtù della ergodicità di n(t), tale valore eguaglia quello del momento di secondo ordine m(2)n = E{(n)2} di una v.a. n ottenuta campionando una sua qualsiasi realizzazione; dato inoltre che n(t) e dunque n sono a media nulla, si ha[296] [296] vedi eq. (10.5↑) a pag. 1↑ m(2)n  = σ2n e dunque PN individua anche il valore della v.a. di rumore sovrapposta ai campioni di segnale, come esemplificato in figura.

8.3.2  Soglie di decisione

Proseguiamo ora l’analisi indicando il segnale ricevuto nella forma
(10.64) r(t) = ka[k]g(t − kTs)
in cui g(t) è un impulso di Nyquist (10.60↑), in modo da poter assumere assenza di ISI, ed i simboli a[k] sono elementi di una sequenza aleatoria, ognuno scelto tra L possibili valori ai, i = 1, 2, .., L − 1, distribuiti in modo uniforme (ossia equispaziati) entro un intervallo con dinamica pari a Δ = aL  − a1.
Agli istanti multipli del periodo di simbolo t  = kTs = k ⁄  fs, il decisore esamina il valore del segnale x(t) = r(t) + n(t), ed anziché ritrovare i valori a[k] trasmessi, osserva la realizzazione di una variabile aleatoria gaussiana, con media pari al valore trasmesso a[k]  = ai, e varianza σ2N  = N0BN. Quindi, per stabilire quale valore sia stato (probabilmente) trasmesso per il simbolo k − esimo, effettua una decisione di massima verosimiglianza o mv (vedi § 5.6.3↑) confrontando tra loro le densità di probabilità condizionate alle diverse ipotesi che sia stato trasmesso il simbolo ai:
(10.65) PX  ⁄ ai(x) = (1)/((2π)σN)e  − ((x − ai)2)/(2σ2N)
e scegliendo
soglie di decisione
per l’^ai tale che PX ⁄ ^ai(x) è la più grande.
Il criterio di massima verosimiglianza equivale pertanto (vedi figura) a definire L − 1 soglie di decisione θi, i  = 1, 2, .., L − 1, poste a metà tra i valori ai ed ai + 1[297]  [297] Questa proprietà di equidistanza tra le soglie, deriva dalla simmetria pari della d.d.p. gaussiana rispetto al suo valor medio: in generale, le soglie sono poste in modo da rendere eguali le probabilità di errore di falso allarme e di perdita, vedi § 13.3.2↓., e decidere per il valore ai se il segnale ricevuto x cade all’interno dell’intervallo compreso tra θi  − 1 e θi ([298] [298] Chiaramente, tutti i valori minori di θ1 provocano la decisione a favore di a1, e quelli maggiori di θL −  1 indicano la probabile trasmissione di aL.), dato che ciò (nel caso in figura) corrisponde ad imporre
α = PX ⁄ ai(x) > β  = PX ⁄ ai + 1(x) > γ = PX ⁄ ai  − 1(x)

8.3.3  Probabilità di errore per simbolo

Dopo aver applicato il criterio di massima verosimiglianza su esposto, il decisore può aver commesso un errore nel caso in cui, a causa di un valore particolarmente elevato di rumore, x oltrepassi la soglia di decisione, ovvero se il campione di rumore osservato all’istante k è (in modulo) più grande di δ = |θi  − ai| = (Δ)/(2(L − 1)). La probabilità di errore si dice in questo caso condizionata alla trasmissione di ai, e vale
Pe ⁄ ai  = 2θi(1)/((2π)σN)e  − ((x − ai)2)/(2σ2N)dx  = Pδ
probabilità di errore per simbolo
che chiameremo Pδ, e che rappresenta (vedi figura) la somma delle aree tratteggiate. Lo stesso valore Pδ è valido per tutti gli indici i compresi tra 2 ed L  − 1, mentre per a1 ed aL la probabilità di errore è dimezzata perché l’errore si verifica solo su di una soglia di decisione: Pe ⁄  a1 = Pe ⁄ aL  = (1)/(2)Pδ.
Applicando il cambiamento di variabile descritto al § 5.2.4↑, troviamo che Pδ  = erfc(θi  − ai)/((2)σN); sostituendo a θi − ai la sua ampiezza espressa in funzione della dinamica di segnale Δ, troviamo
(10.66) Pδ  = erfc(Δ)/(2(2)σN(L − 1))
Per arrivare all’espressione della probabilità di errore incondizionata[299] [299] Che non dipende cioè da quale simbolo sia stato trasmesso. occorre eseguire una operazione di valore atteso (§ 5.2.2↑) rispetto a tutti gli indici i, con i = 1, 2, ..., L, ovvero pesare le diverse probabilità di errore condizionate per le rispettive probabilità degli eventi condizionanti. Nel caso in cui i valori ai siano equiprobabili, con probabilità Pr(ai)  = (1)/(L), si ottiene:
(10.67) Pe  = Eai{Pe  ⁄ ai} = Li  = 1Pr(ai)Pe  ⁄ ai  = (1)/(L)(L  − 2)Pδ  + 2(1)/(2)Pδ  = 1  − (1)/(L)Pδ
in cui si è tenuto conto della diversa probabilità condizionata per i livelli intermedi e per i due agli estremi. Il risultato ottenuto, benché già idoneo a valutare la Pe, può essere ulteriormente elaborato per ottenere espressioni più adatte ai progetti di dimensionamento.
Pe come funzione di Eb/No
I passaggi che seguono sono volti ad esprimere l’eq. (10.66↑) in modo che l’argomento di erfc{} dipenda dalla grandezza EbN0, che come stiamo per verificare, riassume in sé i valori dei parametri intrinseci del collegamento, ossia potenza ricevuta PR, densità di rumore N0, e frequenza binaria fb. Al contrario, la grandezza SNR = (PR)/(PN) generalmente indicativa della qualità del segnale ricevuto dipenderebbe, oltre che dai parametri suddetti, anche da altre grandezze che invece rappresentano specifiche scelte per i parametri di trasmissione, come γ e L, il cui contributo vorremmo invece mantenere separato[300]  [300] Infatti, la potenza di rumore PN  = N0BN, da cui SNR dipende, a sua volta è funzione dalla banda del filtro di ricezione, che come abbiamo visto è posta pari alla massima frequenza presente in r(t), e quindi (prendendo in considerazione un codice di linea g(t) a coseno rialzato, vedi  § 8.2.2.3↑) pari a
BN = (fs)/(2)(1  + γ)  = (fb)/(2log2L)(1  + γ)
dipendendo quindi anch’essa da L e γ, oltre che dalla fb. Pertanto, al variare di L e γ, varia anche SNR.
.
Definizione di Eb/No e suo contributo all’SNR
La grandezza Eb rappresenta l’energia per bit[301] [301] si rifletta sulla circostanza che la potenza è una energia per unità di tempo. e la sua definizione
Eb = PRTb  = (PR)/(fb)
mostra come essa riassume in sé i parametri di sistema potenza di segnale e velocità binaria, mentre invece non dipende dai parametri di trasmissione L e γ. Anche N0 costituisce un parametro di sistema, rappresentando una grandezza su cui non è possibile intervenire.
Allo scopo quindi di mantenere separati tra loro i diversi elementi che determinano la probabilità di errore, e di porre nella giusta evidenza le quantità Eb ed N0, esprimiamo le potenze PN e PR in funzione di Tb = 1 ⁄  fb. Considerando da qui in poi un segnale dati a coseno rialzato, l’eq. (10.62↑) ci permette di scrivere
(10.68) PN  = N0BN  = (N0(1 + γ))/(Tb2log2L) e PR = (Eb)/(Tb)
in modo da ottenere
(10.69) SNR = (PR)/(PN) = (Eb)/(Tb)(Tb2log2L)/(N0(1 + γ)) = (Eb)/(N0)(2log2L)/((1  + γ))
Legame tra PR e la dinamica del segnale
Prima di arrivare all’espressione di Pδ (eq. 10.66↑) in funzione di EbN0, occorre esprimere la dinamica Δ che compare nella (10.66↑) in funzione di PR, nonché dei parametri di trasmissione L e γ. Sotto le ipotesi in cui:
al § 8.5.4↓ si ottiene[302] [302] Anche se il risultato sarà dimostrato al § 8.5.4↓, merita comunque un commento: osserviamo che PR diminuisce all’aumentare di γ (si stringe infatti l’impulso nel tempo); inoltre PR diminuisce al crescere di L, in quanto nel caso di più di 2 livelli, la forma d’onda assume valori molto vari all’interno della dinamica di segnale, mentre con L = 2 ha valori molto più estremi.
(10.70) PR  = (Δ2)/(12)(L + 1)/(L − 1)1  − (γ)/(4)
Se in particolare risulta L  = 2 e γ = 0 (come nel caso di trasmissione binaria a banda minima) allora si ha PR = (Δ2)/(4). Ma per essere utilizzata ai nostri fini, la (10.70↑) deve prima essere invertita, in modo da esprimere in funzione di PR:
(10.71) △ = (12(L − 1)/(L + 1)( PR)/((1  − γ4)))

8.3.3.1  Espressione della Pe per simbolo

Non resta ora che inserire la (10.71↑) nella espressione di Pδ (eq. 10.66↑), ricordare che σ2N  = PN, e tenere conto della (10.69↑), in modo da ottenere[303] [303]  Per chiarezza sviluppiamo i passaggi, piuttosto banali anche se non ovvi:
Pe  =  1  − (1)/(L)Pδ  = 1  − (1)/(L)erfc(Δ)/(2(2)σN(L − 1))  =  1  − (1)/(L)erfc(12(L − 1)/(L + 1)( PR)/((1 − γ4)))(1)/(2(2 PN)(L  − 1))  =  1  − (1)/(L)erfc2(3(L − 1)/(L + 1)(1)/((1  − γ4)))(1)/(2(2))(( PR)/(PN))(1)/((L − 1))  =  1  − (1)/(L)erfc{((3)/(2)(L − 1)/(L + 1)(1)/((L  − 1)2)(1)/((1 − γ4))SNR)}  =  1  − (1)/(L)erfc{((3)/(2)(1)/(L2 − 1)(1)/((1 − γ4))(Eb)/(N0)(2log2L)/(1  + γ))}  =  1  − (1)/(L)erfc{((Eb)/(N0)(3log2L)/((L2 − 1)(1  + γ)1  − (γ)/(4)))}
(10.72) Pe  = 1  − (1)/(L)erfc{((Eb)/(N0)(3log2L)/((L2  − 1)(1  + γ)1  − (γ)/(4)))}
che è graficata alla Fig 8.19↓, in funzione di (Eb)/(N0)||dB, per tre condizioni operative (per una introduzione ai dB, si veda § 7.1↑). In particolare, notiamo che per L  = 2 e γ  = 0 si ottiene:
(10.73) Pe  = (1)/(2)erfc{((Eb)/(N0))}
probabilità di errore per simbolo
Figura 8.19 Andamento di Pe vs. EbN0
Le scelte progettuali (γ e L) diverse da L = 2 e γ  = 0 determinano immancabilmente un peggioramento della Pe, ma vengono intraprese per soddisfare esigenze di risparmio di banda (aumentando L)[304]  [304] Aumentando L, l’argomento di (10.72↑) diminuisce, in quanto (L2  − 1) cresce più velocemente di log2L., e per ridurre i termini di interferenza intersimbolica (aumentando γ).
Due domande riassuntive:
-  perché Pe peggiora se aumento i livelli? Risposta ([305]  [305] Perché a parità di PR gli intervalli di decisione sono più ravvicinati, e le “code” della gaussiana sottendono un’area maggiore.).
-  perché Pe peggiora se aumento γ? Risposta ([306] [306] Perché occorre aumentare la banda del filtro di ricezione e dunque far entrare più rumore. D’altra parte questo peggioramento è compensato dalla riduzione dell’ISI.).
Compromesso banda - potenza
Osservando la fig. 8.19↑ notiamo che al crescere di L, e dunque occupando una banda minore, si può ottenere la stessa Pe solo a patto di aumentare EbN0, ovvero (a parità di fb) aumentando la potenza trasmessa: questo è un aspetto di un risultato più generale della teoria dell’informazione. Si può infatti dimostrare (vedi pag. 1↓) che è possibile trasmettere senza errori (ricorrendo a tecniche di codifica di canale ottimali) purché la velocità di trasmissione fb non ecceda la capacità di canale, definita come
C = Blog21  + (  PR)/(N0B)
in cui B è la banda del canale, PR la potenza ricevuta, e N0B la potenza del rumore. Un secondo canale, con B minore, dispone di una minore capacità, in quanto log2(.) cresce più lentamente di quanto non decresca B; pertanto, per mantenere la stessa capacità, è necessario trasmettere con una maggiore potenza di segnale PR. Per questo motivo, nel caso in cui sussistano limitazioni di potenza ma non di banda, come ad esempio nelle comunicazioni satellitari, conviene occupare la maggior banda possibile, mantenendo L  = 2, in modo da risparmiare potenza.
Coerentemente con queste osservazioni, un ulteriore aumento di banda occupata può derivare dall’aggiunta di bit di ridondanza, come avviene applicando le tecniche di codifica di canale discusse ai § 8.4↓ e 11.2↓, dato che a ciò corrisponde un aumento della velocità di trasmissione complessiva. Mostreremo in tale sede come ciò consenta di ridurre la probabilità di errore, e dunque migliorare la fedeltà del flusso binario, anche a parità di potenza ricevuta.

8.3.4  Diagramma ad occhio in presenza di rumore

Si tratta dello stesso tipo di grafico già descritto a pag. 1↑, e che ora ci aiuta a valutare in modo visivo la qualità di una trasmissione numerica. In fig. 8.20↓ sono riportati i grafici per un segnale dati a 4 livelli, in presenza di due diversi livelli di potenza di rumore: notiamo che al peggiorare del rapporto (Eb)/(N0), la zona priva di traiettorie (l’occhio) riduce la sua estensione verticale (tende a chiudersi). Pertanto, disponendo di un segnale numerico di qualità sconosciuta, questa può essere valutata in modo approssimato, qualora si disponga di un oscilloscopio, esaminando il grado di apertura dell’occhio.
Diagramma ad occhio in presenza di rumore Diagramma ad occhio in presenza di rumore
Figura 8.20 Diagramma ad occhio con Eb  ⁄ N0 pari a 20 e 10 dB, γ  = .7, L = 4

8.3.5  Valutazione della Pe per bit

La probabilità di errore (10.72↑) si riferisce all’evento di decidere per la ricezione del simbolo ai quando invece è stato trasmesso ai − 1 o ai + 1([307]  [307] La probabilità di un errore legato al salto di due o più livelli θ è così piccola da potersi trascurare.), mentre ora determiniamo la probabilità che sia errato uno qualunque dei bit ottenibili dopo la serializzazione (vedi nota 8.1.2.4↑ a pag. 1↑) della codifica binaria associata al simbolo ricevuto. A tal fine, descriviamo un procedimento attuato per assegnare ad ogni simbolo la codifica binaria più opportuna, e mediante il quale il numero di bit errati (per ogni simbolo errato) viene reso minimo.

8.3.5.1  Codice di Gray

Codice di Gray
Si applica al caso delle trasmissioni multilivello (§ 8.1.2.4↑), in cui (per fissare le idee) supponiamo che il valore analogico dei livelli con cui è descritto il segnale dati sia in corrispondenza lineare con il valore numerico dell’uscita del convertitore serie-parallelo (vedi fig. a pagina 1↑), ovvero che i livelli siano indicizzati mediante numeri binari, ed a livelli contigui siano associate configurazioni di bit in sequenza naturale, come mostrato in figura. Allora, se trasmettiamo ad esempio il livello associato a 100, e se il decisore a causa del rumore commette l’errore di ritenere di aver ricevuto il livello inferiore, che rappresenta la sequenza 011, abbiamo tutti e tre i bit sbagliati!
Il codice di Gray consiste in una tabella di conversione che sostituisce ai bit uscenti dal convertitore serie-parallelo, una diversa configurazione di bit. Possiamo immaginare l’operazione come quella di un accesso a memoria, in cui la parola originaria costituisce l’indirizzo, per mezzo del quale si individua la parola codificata da trasmettere al suo posto, come esemplificato
codice di Gray
dalla tabella che segue. In ricezione si attua la trasfomazione inversa, utilizzando la tabella al contrario, che essendo biunivoca, permette di riottiene la sequenza binaria originale.
Le parole del codice di Gray hanno la proprietà di rappresentare i livelli di segnale contigui come configurazioni di bit che differiscono solo in una cifra binaria (ossia in un bit). Con riferimento alla tabella seguente, osserviamo che (ad esempio) per trasmettere la sequenza 110 di ingresso, si usa il livello numero 100, ossia il quarto (partendo da zero), lo stesso dell’esempio
Ingresso binario Uscita (livello)
100 111
101 110
111 101
110 100
010 011
011 010
001 001
000 000
precedente; se il decisore sbaglia e ritiene di aver ricevuto il terzo livello (011, stesso errore precedente), a questo il decodificatore di Gray associa la sequenza 010, che infatti differisce dall’originale per un solo bit (il primo).
In presenza di un errore sul simbolo, il procedimento illustrato produce un solo bit errato. Ciò comporta che adottando M bit a simbolo, la probabilità di osservare un bit errato si riduce di 1M rispetto a quella di errore sul simbolo, ossia è pari a Pbe  = Pse ⁄ M, dato che in tal caso si ottiene
Pbe = (n.bit  errati)/(n.bit  totali)  = (n.simboli  errati)/(M⋅n.simboli) = Pse(1)/(M)
RiassumendoLa figura che segue mostra la sequenza generale delle operazioni da intraprendere per generare un segnale dati multilivello, con codifica di Gray, e con caratteristica a coseno rialzato, e quindi riceverlo, e recuperare la sequenza trasmessa. Ricordiamo che mentre al flusso binario an compete una velocità di fb bit/secondo, la sequenza multilivello bm possiede invece un ritmo pari a fs  = (fb)/(M) = (fb)/(log2L) simboli/secondo, ed il segnale dati risultante x(t) occupa una banda a frequenze positive (vedi eq. 10.62↑)
(10.74) B  = (fs(1  + γ))/(2)  = (fb(1 + γ))/(2log2L)
trasmissione multilivello e codice di gray

8.3.5.2  Probabilità di errore per bit

Qualora i dispositivi di codifica e decodifica di linea adottino la codifica di Gray, ogni simbolo errato contiene un solo bit errato, e quindi l’evento di errore sul bit si verifica quando il simbolo a cui appartiene è errato, e il bit è quello errato, ovvero: Pr{bit errato} = Pr{simbolo errato}Pr{bit errato/simbolo errato} = Psimbe(1)/(log2L). Ad esempio, con L = 256 livelli, la Pe sul bit si riduce di log2L = 8 volte. L’espressione (10.72↑) della Pe per bit nel caso si adotti una codifica di Gray, diviene quindi:
(10.75) Pbite  = (1)/(log2L)1  − (1)/(L)erfc{((Eb)/(N0)(3log2L)/((L2  − 1)(1  + γ)1  − (γ)/(4)))}
Le curve in fig. 8.24↓ mostrano il valore di Pbite così determinato, per γ = 0, in funzione di (Eb)/(N0) espresso in dB, per diversi valori di L. Valori di γ ≠ 0 determinano un peggioramento[308]  [308] Di non grande entità: per γ  = 1 il peggioramento risulta di 1.761 dB. di 10log10(1  + γ)1  − (γ)/(4), che deve essere compensato da un eguale incremento in dB di (Eb)/(N0), per ottenere la stessa Pe.

Probabilità di errore per bit Probabilità di errore per bit

Figura 8.24 Probabilità di errore sul bit per trasmissione multilivello di banda base con codifica di Gray
Dimensionamento di una trasmissione numerica
Una metodologia operativa di progetto può basarsi sull’imporre un determinato valore di Pe, a partire dal quale
A pag. 1↓ viene proposto un esercizio riassuntivo, che comprende anche alcuni concetti presentati nella sezione seguente.
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